Главная > Analog circuits > Как рассчитываются бестрансформаторные DC-DC (и почему именно так)

Как рассчитываются бестрансформаторные DC-DC (и почему именно так)

Казалось бы, в DC-DC преобразователях нет ничего сложного. Принцип их работы объясняется на пальцах за пять минут, а все формулы уже давно выведены, и на их основе написана куча калькуляторов. Тем не менее, мне долгое время не удавалось до конца и в деталях понять, как же получаются эти формулы и как они связаны с физической реальностью. В частности, меня до крайности удивлял тот факт, что с уменьшением расчетного выходного тока преобразователя расчетная индуктивность растет.

Похоже, дело было в том, что многие авторы при объяснении опускают один принципиальный момент, играющий ключевую (по меньшей мере, для меня) роль в понимании процессов в DC-DC преобразователях. Конечно, про «водопроводные» объяснения тут даже упоминать смешно, они годятся только для создания совсем общего представления и никак не применимы для каких-то количественных оценок.

Тем не менее, после долгих раздумий и тестовых расчетов я наконец, как мне кажется, дошел до просветления и, разумеется, как любой просветлевший, спешу поделиться истиной с общественностью. 🙂

Внимание! Внутри будет матан. Немного, не будет даже преобразования Лапласа; но дифуры будут.

Сразу скажу, что я ограничусь рассмотрением только повышающей (step-up) топологии, только ее силовой части и только в режиме неразрывных токов дросселя. Дело в том, что, как будет видно далее, принципы расчета преобразователей любой из трех топологий (step-up, step-down, inverting) одинаковы; цепи же управления — это, очевидно, отдельная задача. Режим разрывных токов — уже совсем другая история, да и преобразователи почти всегда проектируются для работы в режиме неразрывных токов. А так, немного почитать про него можно тут.

Рассчитывать мы будем рабочую частоту и коэффициент заполнения при известной индуктивности, заданном соотношении входного и выходного напряжений, желаемых пульсациях тока в катушке и известной нагрузке. Такой набор параметров кажется мне более удобным и логичным по сравнению с распространенным рассчетом минимальной индуктивности, ибо варьировать индуктивность порой гораздо сложнее (из конструктивных соображений), чем частоту и скважность.

Итак, вот он, герой статьи — импульсный повышающий бестрансформаторный DC-DC преобразователь (силовая часть):

sch_DC_DC

Как известно, его работа делится на две стадии: накопление энергии в катушке, когда ключ Q1 открыт, и передача энергии в нагрузку, когда оный, соответственно, закрыт. Начнем расчет с простого — с основного уравнения, описывающего поведение индуктивности:

ind_eq_main

где UIND и IIND — напряжение и ток на катушке, соответственно.

В течение первой стадии Q1 открыт, диод закрыт, к катушке приложено напряжение питания; в течение второй стадии Q1 закрыт, диод открыт, к катушке приложена разность напряжения нагрузки и питания. Основываясь на уравнении выше, все это можно описать следующей системой (все приращения у нас совсем малые, да и напряжения постоянные на рассматриваемых отрезках, потому вместо дифференциалов смело ставим дельты):

eq1

где τon и τoff — длительности включенного и выключенного состояний ключа, UPWR и ULOAD — напряжение питания и напряжение на нагрузке, причем последнее больше напряжения питания, потому вычитаем именно первое из второго. Вообще, все знаки следуют из направления токов и полярностей напряжений.

Нетрудно выразить, соответственно, время включенного и выключенного состояния ключа:

eq2

Ну а отсюда уже и искомые частоту и коэффициент заполнения:

eq3

Ура-ура! Каскад рассчитан! Рассчет других родственных топологий отличается только значениями напряжений, прикладываемых к катушке в фазах передачи и накопления энергии.

Однако, прежде чем подставлять цифры, остается прояснить пару неясных моментов, над которыми я порядком времени ломал голову. Во-первых, что такое, в сущности, ΔI? Нет, оно не равно току нагрузки, как может показаться на первый взгляд; оказывается, ΔI вообще имеет к нему очень опосредованное отношение. На самом деле это амплитуда пульсаций тока в катушке и не более того. Единственная связь этого параметра с током нагрузки состоит в том, что пульсации не могут быть больше оного. Если же пульсации в катушке, ΔI, станут больше тока нагрузки, преобразователь перейдет в режим разрывных токов.

Эти постулаты иллюстрирует рисунок ниже, на котором изображен ток дросселя в разных режимах:

timings

Из него виден изумительный и непостижимый факт — с ростом тока нагрузки пульсации тока  дросселя, ΔI, будут оставаться практически постоянными! При этом ток нагрузки (на рисунке пунктирные линии I1, I2, I3) будет где-то посередке этих пульсаций (и при его изменении они, соответственно, просто будут сдвигаться вдоль вертикальной оси). Ну а когда сопротивление нагрузки вырастет, и ее средний ток станет меньше амплитуды пульсаций (I1 на рисунке), система перейдет в режим разрывных токов — ток в дросселе будет падать до нуля еще до конца цикла работы силовой части.

Здесь мы получаем ответ на вопрос, заданный в самом начале — почему с уменьшением тока нагрузки рассчетная индуктивность (при условии постоянства остальных параметров) растет, а не падает. Казалось бы, чем меньше ток нагрузки, а, следовательно, ее мощность, тем меньше энергии надо запасать, а, поскольку энергия, запасаемая в катушке (0.5(LI2)), пропорциональна ее номиналу, то и катушка должна быть меньше… Но нет, как видно, в природе все по-другому — с уменьшением тока нагрузки мы должны увеличивать индуктивность, чтобы амплитуда пульсаций тока в ней не превышала средний ток нагрузки и преобразователь не вышел из удобного и простого режима неразрывных токов.

Как так получается? Прежде всего, стоит отметить, что чем меньше сопротивление нарузки, тем дольше катушка будет поддерживать ток в ней. На первый взгляд, это кажется совершенно противоестесственным (по крайней мере, мне). Но такова физическая реальность. Чтобы убедиться в этом, а таже понять, почему все происходит таким образом, давайте рассмотрим совсем упрощенную схему:

sch1

Предположим, мы дождались, пока ток в катушке установится на уровне 100 мА, после чего перещелкнули переключатель, как показано справа на рисунке выше. После этого схема приобретет вид, представленный на рисунке выше слева. Давайте рассчитаем ток в этой схеме при разных сопротивлениях нагрузки. Уравнение для нее легко составляется из основного уравнения для индуктивности и имеет вид

ind_eq_anlysis

Решим уравнение и построим для разных сопротивлений нагрузки графики тока и напряжения на нагрузке от времени. Я выбрал 80 Ом и 200 Ом, строил в MathCAD.

graph_load_IU

Собственно да, как есть. Видно что и правда, чем меньше нагрузка, тем дольше в ней течет ток. Но почему?

Как ни странно, все дело в законе сохранения энергии, том же самом, из которого выше был получен тезис о противоестесственности такого поведения катушки. Давайте построим мощность в нагрузке от времени:

load_power

Уже видно, что в нагрузке с большим сопротивлением выделяется большая пиковая мощность! Опять странно и противоестесственно. Но давайте для каждой нагрузки проинтегрируем мощность за время анализа (получим полную энергию, переданную в нагрузку) и сравним результат с расчетной энергией, запасенной в катушке:

E_comp

Они равны! Получается, что изначально для каждой нагрузки катушка устанавливает такое напряжение, при котором через нее потечет стартовый ток (графики тока для любой нагрузки начинаются из одной точки!), после чего вкачивает в нее запасенную энергию. Т.е., в каждый момент времени катушка — источник тока (а не напряжения). Для большего сопротивления потребуется большее напряжение, чтобы вкачивать тот же ток. Но при большем напряжении в нагрузке будет рассеиваться большая мощность, соответственно, запасенная в катушке энергия кончится быстрее. И наоборот, к меньшему сопротивлению надо приложить меньшее напряжение для создания того же тока, соответственно, мощность будет меньше и энергии хватит на большее время.

Вот он, ответ на вопрос, почему в меньшем сопротивлении катушка поддерживает ток дольше.

Теперь о том, какое отношение все это имеет к постоянству пульсаций тока и их синхронном смещении вместе с током нагрузки. Попробуем представить, что будет при скачкообразном изменении сопротивления (и, соответственно, тока) нагрузки:

transient_load

Видно, что в установившемся режиме изменение тока катушки за период равно нулю. То есть, текущий период кончается при том же токе в дросселе, что был в конце предыдущего периода. Однако, если в середине работы поменять (уменьшить) нагрузку, то конечный ток дросселя будет превышать конечный ток в предыдущем периоде, поскольку, как мы уже выяснили, в меньшей нагрузке ток падает медленнее, что является проявлением закона сохранения энергии, соответственно, цикл закончится при большем токе.

Тем временем энергия, вкачиваемая в дроссель на протяжении накопительной части цикла, постоянна. Но, очевидно, начав с более высокого конечного тока и вкачав столько же энергии, сколько и прежде, мы получим еще более высокий ток в конце последующего периода. Так проходит переходный процесс. Средний ток возрастает.

Длится переходный процесс до тех пор, пока не установится новая точка баланса, в которой изменение тока дросселя за период снова будет равно нулю, а пульсации, соответственно, будут такими же, как и изначально.

Ну вот, в теперь можно немного поэкспериментировать. Давайте посчитаем искомые параметры для преобразователя, приведенного на самой первой картинке, и просимулируем его в Proteus (натурные опыты, быть может, будут в следующих сериях 🙂 ).

Итак, подставив числа в формулы, приведенные в самом начале, нетрудно рассчитать, что для того, чтобы получить ток в нагрузке 50 мА при напряжении на ней 12 В из входного напряжения 5 В, приняв пульсации тока в катушке индуктивностью 1 мГн равными 25 мА, необходим импульсный режим с частотой 116.7 кГц и коэффициентом заполнения 58.3%.

Проверяем (кликабельно, большая картинка):

modelling
И видим, что практически попали. Только выходное напряжение меньше примерно на вольт, и в начале виден переходный процесс.

Первое объясняется тем, что мы-то считали для идеальных элементов, а модель построена на реальных SPICE-компонентах. Потому в ней есть неучтенное нами падение на диоде, ненулевое сопротивление ключа, источника, катушки,  конечное время переключения, всякие нелинейности и т.д. Все это приводит к небольшому расхождению теории с практикой. Но в целом видно, что формулы корректны и вполне пригодны для оценочных рассчетов перед моделированием.

Переходный процесс же появляется оттого, что в начальный момент времени наши соотношения на самом деле не работают, ибо конденсатор разряжен и напряжение на нагрузке ноль (а потом растет). При этом, выводя формулы, мы считали напряжение и ток нагрузки заданными и постоянными. Более-менее постоянным же напряжение нагрузки станет только после полного заряда конденсатора… К этому добавляются резонансные эффекты — в схеме есть конденсатор с катушкой, как-никак.

Вот и все. Расчет действительно прост, но для полного понимания, по-моему, надо держать в голове и изложенное выше насчет фундаментальной особенности катушек. Я долго не мог связать все это воедино. Объяснения изложенного мной в этой статье я не нашел даже в шедевральной книжке Семенова (может, плохо читал), и потому написал оное сам в надежде, что оно поможет кому-то еще.

Реклама
Рубрики:Analog circuits
  1. 30/05/2017 в 08:42

    Появилась задача сделать повышающий преобразователь 12-250В и с разрывными токами дросселя. А о таком в литературе режиме нет ничего. Как в таком случае выбрать индуктивность дросселя?

    • YS
      30/05/2017 в 14:28

      Первый вопрос, который я задам, — зачем вам такой преобразователь? Дело в том, что применение бестрансформаторной топологии step-up имеет смысл в основном при повышении напряжения раз в пять, не больше. Дальше начинает ощутимо падать КПД.

      В случае такой разницы напряжений я бы смотрел на обратноходовые преобразователи, а уж по ним литературы полно…

      • 31/05/2017 в 08:36

        Всё просто. В интернете несколько схем, пригодных для питания анодов пары 6Н2П. Накалы от БП светодиодных лент.
        Схема Step-up преобразователя: оконечный каскад, как у вас, а задающий генератор на 555 таймере. 555 не может фактически работать с Dc = 0,9, а в некоторых случаях и 1,2. Тем не менее, схема работоспособна. Вся литература рассматривает случай непрерывных токов дросселя. И это понятно — стремление к максимальному КПД. В случае с 555, имеем режим разывных токов и «накачку» выходного конденсатора до срабатывания примитивного компаратора на транзисторе.
        Интерес хотя бы более-менее правильном расчёте дросселя. Единственный случай рассмотрения и учёта в формулах режима разрывных токов в AN-16 от Power Integrations для М/С Top switch. Расчёт не совсем корректен, т.к. 555 просто генератор.
        А раз схема работает, значит, должно быть и теоретическое обоснование со всеми практическими формулами.
        Интересно же.

        • YS
          31/05/2017 в 11:47

          А-а-а, вот оно что. 🙂 Кстати, для этой задачи я бы именно что советовал обратноходовый преобразователь, ну да ладно.

          Ну, насчет «всей литературы» вы, конечно, погорячились. Посмотрите, например, SLVA061 от Texas Instruments («Understanding Boost Power Stages in Switchmode Power Supplies»). Там рассмотрены все режимы. Также есть литература от Unitrode, Linear Technology и пр.

          Но дело даже не в этом. Та схема, про которую вы говорите, — так называемый hysteretic converter. Наверное, на русский можно перевести как «релейный регулятор», хотя точного русского термина я не знаю; по сути, схема работает в режиме PFM. Ну так вот, для нее вообще неважно, какой выбран режим — он установится автоматически. Ее расчет выполняется для режима максимальной нагрузки при минимальном напряжении, и там уже выбирается тот режим, который удобнее. Дальше режим определяется обратной связью.

          PFM-режим особенно хорош для повышающих преобразователей потому, что он не требует никакой компенсации обратной связи — такая схема управления безусловно стабильна. При этом надо сказать, что компенсировать повышающий преобразователь, даже при токовом управлении (current-mode control) — задача так себе, не в последнюю очередь из-за наличия в передаточной функции этого каскада стремного нуля в правой комплексной полуплоскости, который по факту никак не компенсировать (только доминирующим полюсом).

          Минус PFM — повышенные шумы. Ради их уменьшения на выходе можно поставить линейный пост-регулятор, так делают.

          • 31/05/2017 в 16:25

            Спасибо за ответ.
            К сожалению, много лет назад я лихо прошёл немецкий и поэтому, литература на английском языке мне сложновата.
            Не могли бы вы описать расчёт пиковых токов дросселя, ключевого транзистора и выпрямительного диода? А так же расчёт ёмкости конденсатора фильтра для данного режима.
            Рассчитать параметры генератора 555 легко. Остальное непонятно. В непрерывном режиме энергия, накопленная дросселем за время Ton, полностью передается в нагрузку за время Toff. В прерывистом режиме передача накопленной энергии происходит за время некоторой части Toff, что приводит к повышенным пульсациям и т.п. Вот это и интересно научиться рассчитывать.
            Совершенно неочевиден выбор индуктивности дросселя для 180-250V на выходе — 100 мкГн и 1мГн для 400V.

            • YS
              31/05/2017 в 17:36

              Да, без знания английского сегодня заниматься электроникой очень тяжко.

              Прежде всего, я бы призвал не зацикливаться именно на режиме разрывных токов. При рассматриваемом методе управления режим не играет роли (контур управления всегда будет стабилен), а в разрывном режиме пиковые токи больше, что дает более существенную нагрузку на компоненты.

              Далее. Теоретический расчет, которого вы, видимо, ждете, не имеет тут особого смысла. На параметры преобразователя значительное влияние оказывают паразитные параметры элементов, а при такой большой разнице входного и выходного напряжения их влияние будет еще больше. Так что надо моделировать в SPICE.

              Опять же, я настоятельно рекомендую вам обратить свой взор в сторону обратноходовых преобразователей. Описанная задача — четко для этой топологии.

              Но если говорить об общих принципах, то я бы поступил следующим образом.

              Сначала стоит прикинуть, на какой частоте будет работать преобразователь. Частота ограничивается в основном параметрами используемого транзистора — он должен успевать полностью открываться и закрываться. Здесь я бы брал не более 50 кГц.

              Понятное дело, что транзистор должен с запасом выдерживать выходное напряжение, так как в фазе передачи энергии оно будет приложено непосредственно к нему. Я бы брал полевой транзистор с максимальным напряжением стока не менее 300 — 400 В. Заметьте, что такой транзистор неизбежно будет иметь приличную емкость затвора, что потянет за собой необходимость в достаточно мощном драйвере оного. Также он вряд ли будет иметь очень низкое сопротивление открытого канала. Все это минусы, неизбежные в нашем случае. Это будет снижать КПД.

              Диод тоже должен выдерживать обратное напряжение, равное выходному, потому что двенадцатью вольтами в сравнении с почти тремястами можно пренебречь, плюс это тоже даст некоторый запас. Короче, диод тоже надо брать с обратным напряжением 300 — 400 В. При этом он должен быть быстрым. Диоды Шоттки на такое напряжение найти сложно, может быть подойдет ultrafast-диод. В общем, поиск такого прибора — задача.

              Емкость конденсатора проще всего подобрать в симуляции по удовлетворительному уровню пульсаций. Пиковый ток дросселя будет виден там же. Рассчитывать его по-честному нет смысла по уже изложенным причинам, прикинуть примерно можно по закону сохранения энергии: согласно документации, анодный ток 6Н2П составляет порядка 2.3 мА. При напряжении 250 В это примерно 0.6 Вт. При 12 В это будет около 50 мА, что, конечно, с учетом КПД преобразователя будет неправдой. Потому я бы ориентировался на ток не менее 500 мА. Точнее покажет симуляция.

              Что касается индуктивности дросселя, то ее можно прикинуть исходя из времени открытого состояния ключа и примерного ожидаемого пикового тока. Точнее — подбирать в симуляции.

              Еще раз повторю, что в таких условиях аналитический расчет приемлемой сложности не даст хорошего результата.

              • 31/05/2017 в 18:49

                Спасибо.
                Один товарищ сказал, что в данном случае разрывной режим позволяет использовать практически обычный диод, например 1N4007, т.к. он успевает восстановиться.
                Жаль, что теоретический расчёт невозможен.

                • YS
                  31/05/2017 в 20:06

                  Э-э-э, честно говоря, мне сложно представить, как режим разрывных токов позволит использовать обычный диод.

                  Проблема диода с большим временем восстановления прежде всего в том, что за то время, пока он будет закрываться, выходной конденсатор успеет существенно разрядиться. То есть, медленное закрытие диода приводит к понижению КПД. И это не исправить никак. Если еще и частоту понизить, то конденсатор будет реже получать новую порцию энергии, и потери только возрастут.

                  Я поэкспериментировал в SPICE. В симуляции с моделями реальных элементов я не смог получить выходное напряжение выше 200 В при токе 1.8 мА.

                  Опять же, аналитический расчет нецелесообразен по причине необходимости учитывать в нем то же время обратного восстановления диода. Лично у меня мысль о таких выкладках отбивает любое желание что-то считать. 🙂

                  Эффективность повышающего преобразователя падает с ростом разницы входного и выходного напряжений [1], [2], [3] (прошу прощения, все на английском, но на русском нормальные статьи найти сложно). То, что кто-то использует эту топологию, чтобы делать 250 Вольт из двенадцати, не означает, что это хорошо и что так надо делать.

                  • 31/05/2017 в 20:42

                    Понимаю ваши опасения. Я понимаю, что раз схемотехника выходит за разумные пределы, то использовать её не очень правильно.
                    Вот примеры таких схем:



                    http://forum.cxem.net/index.php?/topic/34397-555-%D1%81%D1%85%D0%B5%D0%BC-%D0%BD%D0%B0-%D1%82%D0%B0%D0%B9%D0%BC%D0%B5%D1%80%D0%B5/&page=20
                    Последняя схема обратноходовый преобразователь.
                    Пока не нашёл литературы по обратноходам с самовозбуждением, чтобы сделать от сети питание и накала и анодов.
                    Спасибо за ссылки. Посмотрю чуть позднее.

                    • YS
                      31/05/2017 в 22:19

                      Строго говоря, действительно, топология step-up относится к обратноходовым. Но я имел в виду ее подвид с двухобмоточным дросселем/обратноходовым трансформатором, которую обычно и называют «обратноходовым преобразователем». На картинках таких нет. Применение моточного изделия с двумя обмотками позволяет разгрузить транзистор по напряжению, а диод — по току. Это позволяет за счет более оптимального режима повысить КПД.

                      Если что, автогенерирующий обратноходовый преобразователь по-английски называется «ringing choke converter». Я писал про такие схемы.

                      Опять же, у них КПД очень так себе.

                      Если стоит задача питать от сети, я бы рекомендовал применить что-то вроде TinySwitch. По ним есть море литературы, и даже моточные изделия готовые продают.

                    • YS
                      31/05/2017 в 22:31

                      Кстати, вот эту схему я видел в книжке типа «500 схем для чего-то там».

                      Она совершенно жуткая, так как не содержит узла ограничения выходного напряжения. Расчет здесь как раз на то, что потери не дадут напряжению подняться выше где-то 400 В, потому что теоретически в такой схеме конденсатор без нагрузки будет заряжаться до бесконечности. Соответственно, в зависимости от разброса параметров компонентов, выходной конденсатор имеет шансы взорваться. Учитывая, что при повторении таких схем детали часто произвольно заменяют на аналоги и не очень, эти шансы возрастают.

                    • 31/05/2017 в 22:35


                      Режим работы 555 таймера можно довести до Dc=0,9. Это по идее, должно повысить КПД преобразователя.
                      Почитал, статьи по указанным вами ссылкам. Интересно.
                      Зарядные устройства для аккумуляторов и маломощные блоки питания сделаны по вот такой схеме:

                      Встречал где-то в литературе, что подобные схемы строят до мощностей, порядка 100-200 Вт максимум. Что вполне достаточно в моём случае. Задача — рассчитать.

                    • YS
                      03/06/2017 в 10:33

                      Александр, я бы предложил вам начать обсуждение на radiokot.ru. Там присутствую я, но, что важнее, там есть настоящие гуру проектирования источников питания, например Moskatov. Да и в комментариях к статье тесновато для такой темы.

                    • 03/06/2017 в 11:50

                      Я не против.
                      Только не знаю, в какую тему писать.

                    • YS
                      03/06/2017 в 12:46

                      Там есть раздел «Питание», вам туда. 🙂

                  • 04/06/2017 в 07:33

                    Совсем забыл. Я на радиокоте уже писал 23 мая и ни к чему это не привело:
                    http://radiokot.ru/forum/viewtopic.php?f=11&t=35388&sid=7070389db2575522df5a4870f0b00182&start=40

  2. Алексей
    16/10/2016 в 04:10

    И ещё, если можно
    Конденсатор, как я понимаю, нужно выбирать на напряжение любое, большее, чем напряжение на нагрузке, а как быть с емкостью?

    • Александр
      22/03/2017 в 19:57

      Статья просто потрясающая!
      По вопросу:
      если я верно понимаю, конденсатор сглаживает пульсации по напряжению в нагрузке (не пульсации тока в дросселе). За время t=Rн*С напряжение на конденсаторе (а следовательно и на нагрузке) уменьшится в e раз (e=2.718). Если точнее, отношение минимального и максимального напряжения на нагрузке равно e^( -t_off / (Rн*C) ). Например, при пульсациях в 5% емкость конденсатора посчитается по формуле С = -t_off / ( Rн * ln(0.95) ).
      Если где-то не прав, надеюсь, автор поправит.

      • YS
        22/03/2017 в 21:10

        Что-то я по-моему не в ту ветку ответил… Ну да ладно. 🙂

    • YS
      22/03/2017 в 21:09

      Рад, что вам понравилась статья.

      Да, конденсатор нужен прежде всего для того, чтобы сгладить пульсации напряжения. Формулу, честно говоря, не проверял. 🙂 Емкость проще подбирать в SPICE.

      Да, конденсатор должен с запасом выдерживать напряжение на нагрузке.

      Более развернуто к вопросу о емкости. В статье рассмотрен лишь базовый принцип функционирования силового каскада. Реальные DC-DC преобразователи представляют собой системы с обратной связью, которая призвана поддерживать выходное напряжение (или ток) постоянным. Так вот, помимо всего прочего, выходной конденсатор оказывает самое непосредственное влияние на стабильность петли обратной связи (потому что участвует в формировании передаточной функции выходного каскада). Так что его выбор обусловлен и этими соображениями тоже.

      Есть способы снизить влияние выходного конденсатора на стабильность петли управления — например, применение вспомогательной петли ОС по току (current-mode control). Правда, у этого метода свои сложности.

      Кстати, преобразователи, работающие в режиме неразрывных токов, в целом сложнее стабилизировать в случае, когда они охвачены ОС. 🙂

  3. Алексей
    16/10/2016 в 04:02

    Здравствуйте
    Спасибо за это изложение, очень полезно, я в конструировании преобразователей напряжения совсем новичок, очень помогло.
    Такой вопрос: исходя из формул в самом верху, если взять просто мультивибратор с равными временами импульса и паузы, то можно получить максимум в 2 раза увеличение напряжения, правильно?
    То есть вся суть именно в коэффициенте заполнения

    • YS
      16/10/2016 в 12:41

      Если вы только начинаете разбираться в этой теме, очень рекомендую книжки Семенова «Силовая электроника для любителей и профессионалов» и близкая к ней «Силовая электроника от простого к сложному». Основы там даны неплохо.

      Да, для режима неразрывных токов все верно, в два раза. Вот тут есть готовая формула для коэффициента передачи. Действительно, в режиме неразрывных токов выходное напряжение определяется только коэффициентом заполнения.

      Емкость выходного конденсатора влияет только на амплитуду пульсаций (и на стабильность цепи ОС, но это совсем другая история). Методы расчета этой емкости есть, но я просто симулирую каскад в LTspice, например, и подбираю такую емкость, при которой пульсации выходного напряжения в стационарном режиме при максимальной мощности в нагрузке меня устраивают.

      • Алексей
        16/10/2016 в 13:48

        Большое спасибо за ответ.
        Почитаю литературу, попробую разобраться.
        Последний вопрос: что делать, если нагрузка не резистивная, например, газоразрядная лампа, для которой нужно превысить некоторое напряжение, а не задать ток?
        Заранее спасибо

        • YS
          16/10/2016 в 23:18

          Газоразрядная лампа требует ограничения тока через себя, а в более общем понимании — ограничения приложенной мощности. Этим она очень похожа на светодиод, кстати.

          В общем случае конкретная характеристика источника конструируется путем введения соответствующей обратной связи.

          В конкретном случае газоразряных ламп (и светодиодов тоже, в общем) замечательно подходит обратноходовая топология в режиме разрывного тока дросселя. Собственно, так подобные преобразователи и делают с незапамятных времен. Все потому, что обратноходовая топология в режиме разрывного тока дросселя обладает чудесным свойством автоматического ограничения мощности в нагрузке, а также на старте без проблем может выдать импульс, который пробъет лампу. Ну и желательно делать обратноходовый преобразователь с трансформатором двухобмоточным дросселем (как по ссылке). Все же напряжения для ЛДС нужны высокие, потому, во-первых, разумно иметь гальваническую развязку, а, во-вторых, в трансформаторной обратноходовой топологии проще получать высокие напряжения (ниже нагрузка на ключ).

  4. Igor
    14/08/2016 в 23:27

    по кпд и потерям: со снижением частоты полевой ключ реже переключается и потери меньше (для снижения частоты необходимо увеличивать индуктивность)

    • YS
      15/08/2016 в 01:10

      В сущности да, с понижением частоты отношение времени переключения транзистора к периоду уменьшается, соответственно, уменьшаются и относительные потери (а также средняя мощность потерь на ключе).

      Но если говорить об абсолютных цифрах, то потери зависят в основном от времени переключения, то есть, того времени, в течение которого транзистор находится в линейном режиме. Само это время зависит от двух факторов: свойств транзистора (суммарный заряд затвора, емкость Миллера) и свойств каскада, питающего затвор.

      Соответственно, снижать потери на переключение можно в основном увеличением доступного тока питания затвора (если не брать в расчет замену транзистора на более продвинутый). Здесь уже надо искать компромисс между сложностью драйвера затвора и приемлемым уровнем потерь в схеме. Собственно, по указанной вами причине требования к драйверу затвора (и, соответственно, его сложность) растут пропорционально рабочей частоте каскада.

  5. Владимир
    21/06/2016 в 15:41

    Одна из самых толковых и доходчивых статей на тему DC-DC преобразователей на русском… Автору благодарность…
    Еще бы, если автор ( с таким же скрупулезным подходом) проанализировал вопрос КПД (то-есть преобразование с минимальными потерями энергии, в двух разных режимах — непрерывном и разрывном токе, это было бы просто супер…

    • YS
      21/06/2016 в 18:23

      Спасибо, рад, что старался не зря. 🙂

      Вопрос КПД — мутный вопрос. Особенно темное дело — динамические потери в ключе. Пытаться оценить их аналитически — бесперспективное дело (если только мы не пишем диссертацию). Когда КПД принципиален, лучше просимулировать каскад в том же LTspice. Если модели компонентов хорошие, то получится близко к реальности. Дальше покажет эксперимент.

      А так, в первом приближении, надо брать дроссель с сопротивлением постоянному току поменьше, ключ с малым сопротивлением канала и малой емкостью затвора и диод побыстрее.

      Про что я правда может быть еще напишу — так это про явление нестабильности, связанное с нулем в правой полуплоскости графика передаточной функции повышающих и инвертирующих каскадов в режиме неразрывного тока дросселя (right half plane zero). Но это если будет время и желание…

  6. Евгений
    16/12/2015 в 22:34

    Спасибо за то что поделились своим трудом со всеми. Очень увлекательная статья

    • YS
      19/12/2015 в 21:18

      Не за что, рад, что понравилось. 🙂

      Долго не аппрувил — работы много было, не заходил в блог.

  7. Kizilkum
    31/07/2015 в 23:56

    а как пересчитать дроссель на более высокое выходное напряжение? при условии что у меня уже есть DC-DC преобразователь.
    но нужно увеличить выходное напряжение.
    для примера: есть преобразователь с входным 12 и выходным 80 вольт ток нагрузки может обеспечить до 3 ампер.
    мне нужно поднять напряжение на выходе до 120 вольт, с током нагрузки до 1 ампера

    • YS
      01/08/2015 в 20:49

      При таком (достаточно большом) токе нагрузки преобразователь скорее всего работает в режиме неразрывных токов дросселя. В этом режиме номинал дросселя не оказывает влияния на выходное напряжение — оно определяется только коэффициентом заполнения управляющего сигнала. Так что ответ — никак не пересчитать.

      Для увеличения выходного напряжения имеет смысл найти цепь ОС и скорректировать номиналы ее деталей соответствующим образом.

      • Kizilkum
        01/08/2015 в 23:05

        спасибо за разъяснение! попрошу еще один момент прояснить.
        имеется понижающий преобразователь. мне необходимо увеличить выходной ток.
        это значит я должен уменьшить индуктивность дросселя, перемотав его с меньшим колвом витков и с большим сечением?

        • YS
          01/08/2015 в 23:16

          Опять же, если он работает в режиме неразрывных токов дросселя, то собственно индуктивность влияет только на амплитуду пульсаций тока, но не на собственно ток.

          Чтобы увеличить ток надо

          а) убедиться, что при новом, повышенном, токе (при его пиковом значении) имеющийся дроссель не войдет в насыщение; если таки войдет — перемотать его так, чтобы не входил (взять другой магнитопровод/увеличить зазор/etc), при этом, желательно, с сохранением индуктивности, чтобы не менять других параметров преобразователя;

          б) убедиться, что новый (пиковый) ток выдержат ключевой транзистор и выходной диод. Если видно, что не выдержат — поменять. Если поменялся транзистор, убедиться, что имеющийся драйвер сможет раскачать на нужной частоте затвор нового транзистора;

          в) убедиться, что выходные конденсаторы выдержат новое значение пульсаций тока (что они не греются); впрочем, с этим проблемы менее вероятны.

  8. Родион
    16/06/2015 в 12:57

    Эх, найти бы раньше…
    А вообще отличная статья. Все думал как подойти к вопросу расчета, но руки так и не доходили…. и вопросов было хоть отбавляй.
    А тут такой подарочек) Спасибо огромное!

    • YS
      16/06/2015 в 16:29

      Не за что, не за что. 🙂 Рад, что статья помогла; я старался. 🙂

    • Kizilkum
      02/08/2015 в 09:18

      спасибо огромное за исчерпывающие комментарии!

  9. алексей
    31/03/2015 в 14:51

    Можете выложить протеус всякую схему.

    • алексей
      31/03/2015 в 15:22

      Собираю как и в вашем примере, но на выходе 4.2 В.

      • YS
        31/03/2015 в 15:41

        Схемы в Proteus, у меня, увы, не сохранилось.

        Где собираете? Картинку бы выложили, что ли… Напряжение меньше входного означает, что каскад не работает. Возможно, вы выбрали слишком высокую частоту и малый коэффициент заполнения, в результате чего транзистор не успевает открываться.

        • алексей
          31/03/2015 в 16:06

          Я собираю схему такую же как и в вашем примере, все номиналы в точности как и у вас. В настройках генератора выставляю частоту 116.7 кГц, период заполнения 58%.

          • алексей
            31/03/2015 в 16:11

            • YS
              31/03/2015 в 20:26

              Слишком маленькая амплитуда генератора — всего 1 В. Транзистор, разумеется, практически не открывается… Поставьте 5 В.

              Есть у полевых транзисторов такой параметр, как пороговое напряжение затвора. Дело в нем.

  10. Денис
    19/02/2015 в 14:04

    Здравствуйте. А зная ток нагрузки, как можно рассчитать амплитуду пульсаций тока в катушке?

    • YS
      19/02/2015 в 14:51

      В сущности, она не рассчитывается, а выбирается.

      Если ток нагрузки известен, то амплитуду пульсаций надо брать такую, чтобы преобразователь не вышел из заданного режима. Например, если мы хотим, чтобы преобразователь всегда оставался в режиме неразрывного тока дросселя, то размах (двойная амплитуда) пульсаций должен быть не более среднего тока.

      Я бы выбирал размах пульсаций не более 50% от среднего тока.

    • алексей
      31/03/2015 в 14:59

      Собираю как у вас в примере, но на выходе 4.2 В.

  11. Андрей
    29/01/2015 в 02:48

    А можно с Вами пообщаться в привате?
    *******@yandex.ru
    Спасибо.

    • YS
      29/01/2015 в 14:13

      Теоретически да; а что Вас интересует?

      Адрес вашей почты отредактировал, чтобы он на весь интернет не маячил. Мне его и в данных, которые Вы в форму при отправке комментария вводили, видно. 🙂

      • Андрей
        29/01/2015 в 14:46

        У меня есть что-то среднее между просьбой и предложением. При этом есть и рисунок, который сюда не вставишь.
        К тому же мне достаточно, тобы Вы просмотрели и прочитали, а отвечать в принципе не обязательно, хотя и Ваше мнение мне было бы услышать интересно.

  12. Михаил
    16/10/2014 в 14:05

    Либо я что то не понимаю … но: подставил в формулы значения данные в модели, приведённой в статье, и не получил нужные результаты, хотя модель проверял с приведёнными номиналами и она выдаёт то что надо плюс минус незначительно. Соответственно не могу понять как автор расчитал модель по приведённым формулам. Привожу расчёт: расчитываем тау-он — 0,001(Гн)*0,025(А)/5(В) получаем Время включенного ключа 0,000125 секунды. Расчитываем тау-офф — 0,001(Гн)*0,025(А)/12(В)-5(В) и получаем 3,57*10^-6 секунды. Подставляем это в формулы по вычислению коэффициента заполнения и частоты и получаем следующее заполнение 0,97 частота 7,7778 кГц. Вопрос — по каким формулам автор расчитывал модкль преобразователя. Но явно не по приведённым … где то ошибка в статье.

    • Михаил
      16/10/2014 в 14:11

      Дико извиняюсь перед автором. Я сам дурак и идиот … формулу неправильно забил и пишу тут охинею. Автору респект за отличную статью и очень полезный материал. Всё правильно и всё работает. Ещё раз мои извинения.

      • YS
        16/10/2014 в 17:08

        Все ОК. 🙂 С кем не бывает. 🙂 Рад, что статья понравилась.

  13. Tim_ben
    16/10/2014 в 00:05

    «Т.е., в каждый момент времени катушка — источник тока (а не напряжения).» Таки да — если заряжаемую катушку охладить до тем-ры жидкого гелия, а потом тупо закоротить её на самоё себя, ток в ней будет течь вечно…(до след. большого взрыва) !)

  14. серега
    06/01/2014 в 22:51

    спс чувак, было интересно

  1. 03/08/2014 в 12:22

Добавить комментарий

Заполните поля или щелкните по значку, чтобы оставить свой комментарий:

Логотип WordPress.com

Для комментария используется ваша учётная запись WordPress.com. Выход / Изменить )

Фотография Twitter

Для комментария используется ваша учётная запись Twitter. Выход / Изменить )

Фотография Facebook

Для комментария используется ваша учётная запись Facebook. Выход / Изменить )

Google+ photo

Для комментария используется ваша учётная запись Google+. Выход / Изменить )

Connecting to %s